第七卷 第八期 - 2009年二月二十七日
利用0.18微米互補式金屬-氧化層-半導體製程之60-GHz毫米波帶通濾波器
許承穎、莊惠如*


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本篇論文獲選為2007 4-7月電機資訊學院高品質論文

I.

寬頻多媒體應用的需求量增加使得無線網路的傳輸能力要求也跟著提高。由於在具有7 GHz頻寬的60 GHz操作頻段其大氣中氧的衰減特性約為10到15分貝/ 公里,使得此頻段相當適合用於各種短距離的無線通信。 尤其在此頻段為免執照申請的開放頻段,更有利於應用在高密集度的區域通訊應用,例如點對點的無線區域網路和寬頻網際網路存取。為了使低成本的60 GHz系統單晶片(SoC)能夠成功整合射頻前端電路。在現代的通訊系統當中,高性能的射頻帶通濾波器可以有效且直接地提升射頻前端電路的效能,因此,如何設計出整合性可能性高且具有高性能表現的帶通濾波器是目前相當受到重視的研究主題。若考慮元件的縮小化與射頻系統單晶片的整合能力,互補式金屬-氧化層-半導體製程(CMOS)是一種相當適合操作在毫米波的選擇方案。具有低插入損失特性的CMOS製程之帶通濾波器在之前已經有學者提出。但大多是通帶的選擇性方面顯得不足且通帶頻寬過寬,以致於難以應用於傳輸頻寬只有大約7 GHz的60 GHz無線個人通訊系統(WPAN) 之中。另外在文獻[4]之中,採用集總元件的77 GHz帶通濾波器也被提出並實現在高階的矽鍺製程技術上,此電路具有體積小和高選擇性的優勢,但其插入損失高達7 dB亦稍顯得過大。在先前的研究中,證明了雙模態環型共振器具有高選擇性與高品質因素的特性,因此在本文中,我們嘗試採用雙模態環型共振器來實現此電路。最後我們成功地設計出以0.18微米CMOS製程的60 GHz毫米波帶通濾波器。而為了減少電路的失配損失,本文討論了量測金屬墊與饋入端之間的阻抗匹配。
圖1 0.18-um CMOS製程之結構示意圖與毫米波方型環型雙模態帶通濾波器之佈局圖

II.毫米波帶通濾波器設計

當元件的操作頻率愈來愈高的時候,傳輸損耗就會顯得愈來愈受重視,尤其在CMOS基板中,電流會藉由電容性耦合的方式漏至矽基板,此現象會帶來額外的損耗。為了避免這個現象產生,使電流不會漏至高損耗的矽基板因而造成損耗,本文使用了一層接地金屬置放於矽基板的上方,以隔絕漏至矽基板的電場。然而,當接地金屬靠近上方的信號線時,將會伴隨產生相當大的寄生對地電容和較小的傳輸寄生電感。因此,如何將共振器的結構有效共振在60 GHz將是一項挑戰。為了讓共振器有效的操作在所需要的頻段,接地金屬與信號線必須有適當的間隔,在0.18微米的CMOS製程中,各層金屬的間隔距離相當短,僅有不到2微米的高度,因此在本文中,我們將接地金屬層置放於最下方的金屬層(M1)。最後為了量測的考量於電路中也設計了符合毫米波量測探針量測使用的金屬墊如圖2所示,兩側的接地金屬墊直接連接到底層接地金屬。圖1所示為利用側邊強耦合的雙模態帶通濾波器CMOS晶片佈局圖。圖2為所對應的三維結構之直接測試晶圓示意圖。濾波器之輸出入埠分別於180˚ 和 270˚的位置以耦合的方式連接到方型環型共振器,先前研究中顯示,當兩饋入位置是以正交90度饋入時,可以激發出一通帶並具可以產生兩個傳輸零點,此結構具有類橢圓曲線函數的傳輸響應 ,可以在兩側的止帶具有良好的通帶衰減效果。本文所利用的環型共振器其周長為 lr ,可以用(1)式表示之,n為模數而 λg 為其波長
(1)

                               
在本文的設計中,二氧化矽介質之相對介電常數約為3.8,所設計的操作中心頻率為64 GHz,因此推估λg 大約是2.67 mm。在環型共振器所存在的兩退化模態的分裂可以藉由調整微擾點的大小來控制,微擾點愈大其兩退化模態互相的耦合便會增強,兩退化模態的共振頻率亦會開始分裂,進而增加耦合頻寬,微擾點則是置放於45 ˚ 的位置。另外,為了在使量測金屬墊和環型共振器之間可以得到更良好的阻抗匹配,在耦合端看入的輸入阻抗大約為 21 - j70歐姆,根據史密斯圖分析,需要一個並聯對地的電容加上一個串連電感匹配至50歐姆。在傳輸線的理論中,我們可以用一段電子長度很短但特性阻抗很高的傳輸線來等效一電感性元件;亦可以用一段電子長度很段但特性阻抗很低的傳輸線等效為一對地電容性元件,因此,利用兩段不同特性阻抗的短傳輸線,其長度分別為 θ1 (=/3) 和 θ2 (=/9)可以等效為一個兩元件的阻抗匹配網路,如圖3所示,並可以很容易的直接整合於環形共振器與量測端之間。

III.模擬與量測結果

本文所提出以0.18微米CMOS多層結構實現的帶通濾波器會增加模擬的複雜度,為了解決此問題,我們可以將多層介質結構等效為一簡單的均勻單層介質來簡化模擬的複雜度。利用文獻[8]所開發的方程式,可以將等效的單層介電常數很快地計算出
(2)


其中tn為具有n層的介質高度, εn為第n層的介電常數, 而等效的單層介質厚度為每一層不同介質的總合厚度,表示如下
(3)


圖4為本濾波器晶片在顯微鏡下所拍攝的照片圖,總面積為 1.148 x 1.49 mm2,矽基板的厚度為 500 μm。 所設計的濾波器各項參數如下: l = 703 μm、m = 6 μm、w = 2 μm、s = 1.5 μm,方型微擾點邊長為 75 μm。模擬與量測的結果如圖5所示。3-dB頻寬大約為12 GHz,中心頻率為64 GHz,通帶的插入損失平均為4.9 dB,返回損失於通帶中皆有小於10 dB的表現。絕大多數的損耗來自於導體損耗和介質損耗,兩側的止帶自2 - 45 GHz與85 - 110 GHz皆低於30 dB。
圖2 探針量測示意圖及量測金屬墊結構
圖3 阻抗匹配之等效電路
圖4 晶片顯微鏡照片圖 (晶片大小: 1.148 x 1.49 mm2)
圖5 60-GHz 帶通濾波器之量測與模擬結果

IV.結論

本文成功將具有兩個傳輸零點的平面式雙模態環型共振器帶通濾波器實現在0.18微米製程的互補式金屬-氧化層-半導體上,比較目前發表的相關文獻,具有相當優異的表現。研究設計使用三維全波電磁模擬軟體 IE3D,鑽孔寄生效應皆有在設計中加以考量,微擾點的大小可以用來提升濾波器效能,於本文中皆有詳細的討論。最後的量測與模擬結果具有良好的一致性,絕大多數的損耗來自於導體損耗和介質損耗。本論文提出的濾波器被用來整合於60-GHz毫米波射頻系統單晶片和單晶片收發機之中。

文獻參考

[1]C. H. Doan, S. Emami, A. M. Niknejad, and R. W. Brodersen, “Design of CMOS for 60GHz applications,” in Proc. IEEE Solid-State Circuits Conf., 2004, pp. 440-441.
[2]S. Sun, J. Shi, L. Zhu, S. Rustagi, and K. Mouthaan, "Millimeter-wave bandpass filters by standard 0.18-mm CMOS technology," IEEE Electron Device Lett., vol. 28, no. 3, pp. 220–222, Mar. 2007
[3]M. Miao and C. Nguyen, "A novel multilayer aperture-coupled cavity resonator for millimeter-wave CMOS RFICs," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 55, no. 4, pp. 783-787, Apr. 2007.
[4]B. Dehlink, M. Engl, K. Aufinger and H. Knapp, "Integrated Bandpass Filter at 77 GHz in SiGe Technology," IEEE Microwave and wireless component letters, vol. 17, no. 5, pp. 346-348, May. 2007.
[5]L. Wolff, “Microstrip bandpass filter using degenerate modes of a microstrip ring resonator,” Electron. Lett., vol. 8 no. 12, June 1972.
[6]L.H. Hsieh and K. Chang, “Compact Low insertion-loss, sharp-rejection, and wide-bend microstrip bandpass filters” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 51,no. 4, April 2003.
[7]K. Chang and L.H. Hsieh, Microwave Ring Circuits and Related Structure, Second Edition, John Wiley & Sons, Inc. 2004
[8]W. K. W. Ali' and S. H. AI-Charchafchi, “Using Equivalent Dielectric Constant to Simplify the Analysis of Patch Microstrip Antenna with Multi Layer Substrates.” in Proc. IEEE AP-S Int. Symp., Jun. 1998, vol. 2, pp. 676–679
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